2011年（96）
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2011-05-12 11:32:44
一种新型的 ZCS PWM 半桥变换器
阐述了零电流开关（ZCS）技术在半桥变换器电路中的应用。从电路原理、各工作模态进行了分析，并给出了实验结果。着重分析了主开关管和辅助开关管零电流开通和关断的过程及实现条件。该电路主要针对存在拖尾电流的IGBT设计,可以进步IGBT的工作频率。
关 键 词 ： 零 电 流 开 关 ； 半 桥 变 换 器 ； 谐 振 网 络 ； IGBT
0 Introduction
In order to improve the whole efficiency of the electronic equipment, the search for more efficient soft switching technique has been developed. For switch such as IGBT,the zero- current switching(ZCS) and zero-current transition(ZCT)technology have been frequently used, because this method can reduce the current rapidly when IGBT turns off, therefore reducing the energy loss caused by the tail current [1][2][3][4][5].
But the zero-current switching circuit that mostly used is not input-out-isolated, so the application in the practice has not been generalized. This *** proposed the ZCS technique realized by the half? bridge converter, both the main switch and auxiliary switch in the topology work in soft? switching state, the turn-on current stress and turn-off voltage stress is small.
1 Operational Principles
Fig.1 shows the circuit diagram of the half-bridge converter. In the schematic, Lr1 to Lr4 are resonant inductors, the Cr is resonant capacitor, S1 and S2 are main switches, S3 and S4 are auxiliary switches, D1 to D4 are anti-parallel diodes in the switches, Cs1 to Cs4 are snubber-capacities. The circuit is the conventional half? bridge topology incorporating the auxiliary resonant tank that composed of switches S3 and S4. The zero current switching state can be obtained by controlling the work sequence of the switches. Fig.2 is the theoretical waveforms when the converter in steady-state operation.
Fig.1 Schematic of the ZCS PWM half-bridge converter
Fig.2 the main ideal waveform
The ideal analyses are given for all modes of the circuit, there are some differences between the theoretical analyses and practical condition because the following assumptions are made:
1)The link capacitor C1 and C2 in the half-bridge are so large that the voltage of the capacitors can be treated as a constant in each switching period.
2)The capacitor C3 is so large that there is little voltage reduction in C3.
3)The output filter inductor Lf is large enough that the current through it can be treated as a constant in each switching period.
4)The S1,S2,S3 and S4 are ideal switches.
5)The snubber-capacity Cs1,Cs2,Cs3 and Cs4 are much smaller than the resonant capacity Cr, so the influence on the resonance can be disregarded.
Additionally, the parameter meets the following:
6)The value of the leakage inductor Lk of the transformer is much larger than that of the resonant inductor.
7)The value of Lr1,Lr2,Lr3 and Lr4 is Lr.
8)The value of Cs1,Cs2,Cs3 and Cs4 is Cs.
9)The link capacitor C1 and C2 have the same values of C.
Just as conventional ZCS DC－DC converter circuit, the circuit can easily realize ZCS in light load condition. So the research and experiment in this *** are mainly concentrated in heavy load condition. To heavy load condition, the work process of the circuit can be sorted as following nine models:
Model 1〔 t0～t1〕 At t0, the switch S1 turns on, but the power is not delivered to the load because the transformer is shorted, the electric energy is only transfer to the leakage inductor Lk and resonant inductor Lr. So the current increase gradually from zero to Io/n (the n is the turn ratio of the transformer), the turn-on state of switch is zero current. The current conducting through S1 increases linearly with the slope of Uin/2(Lk＋Lr), therefore the time interval of this model is given by
t1－t0=2(Lr＋Lk)Io/(nUin) (1)
Model 2〔 t1～t2〕 At t1, when the current through S1 is equal to Io/n, the power energy is delivered to the load, the circuit is in half-bridge converter PWM state. Then the current through S1 main
0的安全工作区
2 主电路设计
由于在丈量过程中不仅要求能倒换电源的极性，而且要求能将电源完全脱离丈量系统，因此，在设计中利用一全桥电路来实现电源的极性控制及全关断[2]。主电路如图3所示。
图3 电源主电路
从图3可以看出，主电路实际上是一个整流电路及一个全桥逆变电路的组合，电源极性的倒换是通过逆变器实现的。这样，就能轻松地实现程控电源。
3 驱动电路设计
在设计中，我们没有采用常用的DC/DC模块作驱动电路电源，而是采用简单而便宜的三端稳压器件7824作驱动电路电源。通过实验说明，它在可靠性下降不大的情况下使本钱下降了3/4。一路驱动电源电路图如图4所示。
图4 单路驱动电路电源
在图4中，我们模仿驱动集成电路EXB841的内部电路，利用电阻R1及稳压管D2来制造一个参考地，使得相对于参考地来说，输出电压分别为＋15V及－9V，参照IRFP460的器件手册，这两种电压已经能够可靠地触发及关断MOSFET。驱动控制电路采用TLP250作为驱动信号的控制电路[4]。TLP250的逻辑表及内部电路分别如表1及图5所示。
表1 TLP250逻辑表
| InputLED | V1 | V2 |
|---|---|---|
| ON | ON | OFF |
| OFF | OFF | ON |
图5 TLP250内部电路图
从表1及图5可以看出，在提供了驱动电源后，利用TLP250就可以很轻易地实现驱动电路与主电路的接口，当光耦导通时，V1导通，VCC近似即是Vo，此时输出到MOSFET上的栅漏电压近似为15V；当光耦截止时，V2导通，Vo近似即是GND，此时输出到MOSFET上的栅漏电压近似为－9V。
4 驱动电路与控制电路的接口
由于在本设计中，采用单片机作为丈量系统的核心，因此，控制电路的核心也采用单片机，为了节约单片机的IO口，采用一片74LS175作为控制信号的锁存器。驱动电路与控制电路的接口电路如图6所示。
在图6中，AD0—AD3为低四位数据总线，CLK2为译码器与单片机读写信号配合给出的触
下端场效应管驱动电压。最下面波形是BST管脚上的电压。丈量出来的开关频率是123kHz。
图4 12V/(1.8V/3.5A)开关电源波形(空载)
图5显示了12V/(1.8V/3.5A)电源在满载下的波形。最上面的波形是1.8V输出电压纹波。测出来的纹波值也是53mV。中间波形是上端和下端场效应管驱动电压。最下面波形是BST管脚上的电压。丈量出来的开关频率是145kHz，非常接近前面计算出来的150kHz值。
图5 12V/(1.8V/3.5A)开关电源波形(满载)
图6显示了输出电压在负载从满载到空载过程中的波形。直流电压的变化小于50mV，大约是输出电压的3％。
图6 输出电压动态波形（Vin=12V，VO=1.8V，IO=3.5A～0A）
4 PCB线路板排版要点
为保证设计的电源能在系统中正常工作，PCB排版是非常重要的。电源PCB排版与数字电路排版完全不一样。在数字电路排版中，很多数字芯片可以通过PCB软件来自动排列，芯片之间的连接线可以通过PCB软件来自动连接。正确的开关电源PCB排版需要设计职员对开关电源工作原理有一定的了解。通常设计职员需要知道高频交流电流的走线并能够区分小信号控制电路部分和大功率元器件走线部分。
图7将传统电路图（图1）分成控制电路部分和功率电路部分。一般来讲，电源的功率电路部分包括输进电容（Cin），输出电容(CO），输出电感（L），场效应管(S1/S2）。控制电路部分包括PWM芯片、旁路电容、自举电路及反馈电阻。
图7 电源控制电路（细线）和功率电路走线（粗线）
图8更进一步显示功率电路部分的电流和电压。可以看到高频率交流电流在由场效应管和输进电容所组成的回路中活动。所以，此回路中元器件之间的PCB走线要短且宽。此回路的面积越小越好。小回路面积将大大地减小EMI噪声并产生一个比较安静的功率地。安静的功率地使场效应管的栅极驱动电压波形非常干净。Cin可用大容量电解电容和小容量瓷片电容并联，并要靠近场效应管。这可以用图9的物理效应来解释。在图9中，假如高频电流的回路面积很大，就会在回路的内部和外部产生很强的EMI。假如同样的高频电流的回路面积设计得非常小，回路内部和外部的电磁场互相抵销，整个电路会变得非常安静。
图8 功率电路的电流和电压
图9 大回路面积大EMI干扰（上）小回路面积小EMI干扰（下）
上端场效应管（S1）的源极，下端场效应管（S2）的漏极和输出电感（L）之间的连接点应该是一整块铜片焊盘。由于这连接点上的电压是高频电压，S1和S2和L要靠得非常近。固然输出电感和输出电容之间的走线没有高频电流，但宽的走线可以降低直流阻抗的损耗，进步电源的效率。
控制线路应放置在功率电路的边上。控制电路尽对不能放在高频回路的中间。旁路电容要尽量靠近芯片的VCC和地。芯片的场效应管驱动输出不要离开场效应管太远。反馈分压电阻最好也放置在芯片四周。
图10是一个比较好的功率电路PCB走线。假如本钱上答应，有一面完全是地层的双面PCB板会有更好的效果。但是，必须留意在地层上尽量避免走线。
图10 比较好的功率电路PCB走线
图11是SC2618评估板上层PCB线路图。电源输进是在PCB板的左侧而输出是在PCB板的右侧。SC2618和它四周的自举电路、反馈电路、旁路电容都放在板子的左下角。
图11 SC2618评估板PCB上层走线（下层是地）
5 宽输进电压应用
固然SC2618的脚Vcc只能接收4.5～14V之间的输进电压，但是，只要在芯片的外围增加一个非常简单的线性稳压管（一个小信号晶体管和一个齐纳二极管）就可以很轻易地将输进电压的范围升到20V以上。同时，可以利用一个外围晶体管来关断芯片。这种电路可用在很多需要24V输进电压工作的电子产品。
图12是一个可以工作在24V输进电压的完整电路图。输进电压可以是5～24V，输出电压是3.3V，输出电流是3.5A。图中6.2V的齐纳二极管将SC2618VCC电压限制在5.5V左右。上端和下端场效应管的驱动电压也在5.5V。
图12 SC2618评估板在24V输进电源上的应用
表3列出了一个24V/(3.3V/3.5A)电源的效率。这样的电路在机顶盒、液晶电视等产品上经常看到。表3中的效率可以证实像SC2618这样的同步式降压电路比很多非同步式电路在高输进电压的应用中有较大的上风。
表3 24V/(3.3V/3.5A)电源效率
| Vin/V | Iin/A | Vo/V | Io/A | 效率/％ |
|---|---|---|---|---|
| 24.0 | 0.021 | 3.375 | 0.0 | 0 |
| 24.0 | 0.093 | 3.373 | 0.5 | 76 |
| 24.0 | 0.168 | 3.373 | 1.0 | 84 |
| 24.0 | 0.246 | 3.372 | 1.5 | 86 |
| 24.0 | 0.325 | 3.372 | 2.0 | 86 |
| 24.0 | 0.406 | 3.371 | 2.5 | 86 |
| 24.0 | 0.492 | 3.371 | 3.0 | 86 |
| 24.0 | 0.579 | 3.370 | 3.5 | 85 |
6 结语
本文对一个低价简易PWM控制芯片在电子产品电源上的应用作了具体的先容。并对简单的计算公式和PCB板排版也都作了具体的说明。用此芯片制作的电源在效率上比非同步式的电源有较大的进步。
