全部博文（47）
2010年（47）
分类：
2010-09-18 10:31:08
关键字：
每个千兆位背板、连接线和电缆都会使通过它的信号产生衰减，这种信号衰减可能很轻微也可能是致命的，决定于导体的几何尺寸、材料、长度和使用的连接器类型。由于通信工程师一生都在与正弦波打交道，因此他们更喜欢在频域内描述这种失真。图1显示了采用50Ω的带状线(或100Ω的微分带状线)终结的信道增益，也称为频率响应。这种带状线类似于低通滤波器，对高频正弦波的衰减比低频波更厉害。
图2显示了数字信号通过20英寸(0.5米)的FR-4微带线后的衰减情况。在连接线中电介质和趋肤效应的损耗降低了脉冲信号的幅度，使其上升沿和下降沿更加发散。我们喜欢称接收到的脉冲为“()”，因为其信号幅度比通常的都小。在二进制的通信系统中，任何不能以足够余量超过接收器门限的短脉冲都会造成误码。
本文讨论了在高速串行链路中降低短脉冲信号幅度的三种情况：连接线或电缆、因为连接器和其它信号转换带来的反射、驱动器和接收器的有限带宽。图3显示了典型的信号传播测试。对这个波形进行调整，以使这个测试信号长的平坦部分代表在你的数据代码中长串的0或1，来显示短脉冲幅度，这是一种最糟糕的情况。在不存在反射、串扰或其他噪声的情况下，单个波形(在接收端所测试的)代表了信道散射的最差情况测试。更长的连接线将引入更多的散射问题，最终导致接收器在1.5米(本实例的情况)的长度就不能正常接收信号。
电压余量是衡量接收器上信号品质的一种尺度，该数值等于发生瞬间采样时信号幅度与接收器阈值之间的最小差值(单位：伏)。在一个反射、串扰或其他噪声为零的系统中，从理论上讲，即使在电压余量非常小的条件下您也能够期待系统实现理想的工作性能。然而，在实际的系统中，您必须保持一个足够大的噪声余量，以容忍系统中最大的反射、串扰和其他噪声，同时依然保持接收信号以足够的余量高于阈值电平，以克服接收器的有限带宽和噪声问题。
按照图4所示的例子，短脉冲幅度等于正常低频信号幅度的85%，只超过接收器门限电平35%，而不是正常情况的50%。比正常信号幅度的75%更短的脉冲信号将减少一半的电压余量，这对噪声预算是很大的冲击，但是仍然能工作。对于一般的二进制通信，不使用均衡处理，我们希望到达接收器的短脉冲幅度永远不低于低频脉冲幅度的70%。
短脉冲信号的衰减
在图4中左边是2个波特周期的正弦波。这个短脉冲(101)看起来更像这个正弦波，因此能够从信道衰减的频域图中推断出短脉冲的幅度。
在图4中，数据波的波特率为2.5Gbps。这个频率(对应的正弦波频率)的一半为1.25GHz，在1.25GHz处半米曲线的衰减为4.5dB。在十分之一这个频率下，相同的曲线的衰减为1.5dB，大约对应于8B/10B编码数据传输系统中最低感兴趣频率。这两个数据之间的差值(-3dB)接近在接收器端短脉冲与低频信号幅度的比值。这个系统只有-3dB的衰减，能够满足链路性能的70%频域规格要求，这准确地解释了为什么时域波形在半米处的看起来那么好。
仔细研究图4会发现，在时域中实际的短脉冲幅度为正常信号幅度的85%，比频域近似方法预估的结果好。这个差异部分是缘于正弦波的谐波组成，谐波的基本幅度超过了正弦波信号的幅度，部分缘于凭经验进行的时域与频域之间快速转换所必然有的失真。简单的时域规格保守地估计了这些因素。如果数据代码允许比8B/10B编码更长的连续0或1，那么你必须对应地使用更低频率作为你“感兴趣的最低频率”。在时域内，可以看到接收到的信号在变成短信号之前，更接近其最大范围的下限或上限，使其在更糟糕的情况下短脉冲信号更难以超过门限电平。
就经验而言，观察最高工作频率(101010模式的代码)范围信道衰减与最低工作频率(决定于你的数据编码长度)的信道衰减的差异，以快速估计在接收器端短脉冲幅度衰减。这种简单的频域方法只能粗略估计链路性能，它不能替代严格的时域仿真，但是可以大大地提高对链路特性的理解。
如果能提供低偏移的时钟分配，或者在接收器上使用时钟恢复单元解决时钟偏移问题，对于任何的二进制CMOS逻辑系列，一个具有1dB的短脉冲衰减的信道都能表现出很好的性能；衰减达3dB的信道需要一个严格布局、接收器门限良好控制的微分架构；具有6dB衰减的信道需要均衡处理。
传输预加重
Xilinx(赛灵思)公司的Virtex-4 RocketIO接收器集成了三种形式的均衡处理，可以延长衰减严重的信道的传输距离。第一种是传输预加重。图5显示了简单的二进制波形x[n]以及相关的一阶微分波形(difference waveform)x[n]-x[n-1]。
如果对微积分学熟悉的话，可以将一阶微分波形看成一种导数运算(derivative operation)。在每一个边沿，微分波形产生大的反弹(kick)。发送预加重电路将一定比例的主信号和一阶微分波形加在一起以在每个转换的开始增加大的反弹。从接收器来看，每个反弹增加了短脉冲的幅度，而不会增大信号的低频部分，这些低频部分的信号幅度本身就很大了。
一阶微分概念帮助你明白预加重如何实现的，但是并不能说明是如何构建的。实际的电路将三个而不是两个项目求和，称前体(pre-sursor)、本体和后体。这种结构通过调整与这三项相关的系数能实现第一阶和第二阶微分。可编程的5位乘法DAC负责控制这三个系数。第一个和第三个幅度总是根据主要的中心项进行转换，通过使用第一和第三个触发器的NOT-Q输出来实现触发。
从DC到1.25GHz的频率范围上，预加重响应平滑地上升，在1.25GHz时响应达到峰值。如果以较高的数据速率对这个预加重电路提供时钟驱动，峰值将相应地向更高移动，峰值总是在等于数据速率一半的频率处出现。
图6中显示了在一米处将预加重响应与信道响应叠加在一起的合成结果(已均衡信道)，该结果比任何一个单独的曲线更平坦。
用比较直白的话来说，一个更平坦的合成信道响应应该在时域内实现更“中看”的信号。在更短的距离上，信号表现为过度均衡(over-equalized)。在每次转换中，过冲在二进制系统中并无大碍，前提是接收器具有足够的余量来避免过高信号产生饱和。在1米的距离上，信号波形看起来很漂亮，只有很低的短脉冲信号衰减以及非常小的抖动。1.5米的波形现在仅仅能满足“短脉冲的幅度不小于低频脉冲幅度的70%”这一准则。
相比于简单的微分结构，预加重电路至少可以倍增可靠传输信号的信道长度。
线性接收均衡器
除了预加重电路，RocketIO收发器也采用了基于复杂的6零点(zero)、9极点(pole)接收线性均衡器。该电路用于数据分割(data slicer)电路之前。它包括三个可单独启用的级联式有源模拟均衡级，能够单独接通“0”、“1”、“2”级或依次接通所有三个级。
可以调整均衡器的每一个部分以接近在2.5GHz处衰减为3dB的典型PCB信道的信道响应。将所有三个级打开，可以在2.5GHz频率下获得9dB的信号增强。因为在频率2.5~5GHz之间，响应不断增长，该均衡器对于数据率为10Gbps及以上的非常有用。
在设置均衡器时，首先选择最佳地匹配整个信道响应的接收(RX)线性均衡器的节数。使用在发送预加重电路中的5位可编程系数来微调整个脉冲响应，以获得最低的码间干扰(ISI)、最低的抖动或同时实现最低的抖动和ISI。在构建电路之后，在接收器内部调整时钟相位能帮助制定误码率浴盆曲线，这样你可以确认你的均衡器的正确性。
两种形式的均衡处理提供的灵活性使你可以实现与很多串行链路标准的互操作性，满足严格的发送信号规范，同时增加基于接收器的均衡，以使你的系统工作在最佳的性能。
判决反馈均衡器
作为防止信道性能的不确定性的最后一道防线，RocketIO收发器包含一个手动可调整的6抽头判决反馈均衡器(DFE)，该器件集成到接收器中的分割电路。DFE对于较差质量的传统信道非常有用，这种传统信道最初并不是设计用于高串行数据速率，DFE具有在不增大串扰的情况下加重输入信号的显著特性。
那些熟悉信号处理的工程师将认识到DFE在均衡网络中插入极点，而发送预加重电路则产生零点。DFE、TX预加重以及RX线性均衡器一起工作，可以提供很多可调整特性。
作者: Howard Johnson
总裁
howie03@sigcon.com
Signal Consulting公司
Mike Degerstrom
高级信号完整性设计工程师
mike.degerstrom@xilinx.com
赛灵思公司
